Single-stage Dimmable PFC DCM Flyback Converter without Electrolytic Capacitor

전해 커패시터를 제거하고 디밍이 가능한 고수명 단일단 PFC DCM 플라이백 컨버터

Abstract

Light emitting diode(LED) lighting has been applied various industry fields because of its high efficiency, low power consumption, long life time, and environment friendly characteristics. Generally, LED lighting needs a driver to maintain constant current. Most popular driver is the switching converter. In the converter, there are several electrolytic capacitors. However the lifespan of the electrolytic capacitor is much shorter than LED. Therefore the lifespan of LED lighting with electrolytic capacitor is decreased. Also, LED lighting needs dimming control because of various needs and energy saving. This paper presents the dimmable single-stage PFC DCM flyback converter without electrolytic capacitor and parallel LC resonant filter for reducing 120[Hz] ripple on the output. The type 2 controller is used to maintain constant current and the analog dimming control is used. The proposed converter is verified through simulation and experimental works.

1. 서 론

현대 사회의 에너지원 중 많은 비중을 차지하고 있는 석유가 고갈되어가고, 각종 온실 가스로 인한 기후 변화에 대한 심각성이 고조되면서 에너지 사용 및 절약, 대체 에너지 개발에 전 세계가 노력을 기울이고 있다. 전체 소비되는 에너지 중에서 조명이 차지하는 비중은 2000년 기준으로 19%로 최근에는 더 늘었을 것으로 예상하고 있다[1].

에너지 소비를 절약하고 효율적으로 에너지를 사용하려는 흐름 아래 기존의 조명에 비해 수명이 길고 환경 친화적이며 고효율을 자랑하는 LED 조명에 대한 연구가 활발히 진행되고 있고, 주거용 조명, 신호등, 가로등, 자동차 조명등, 의학 용품 등 다양한 분야에 적용되면서 차세대 조명으로 자리매김하고 있다[2].

LED는 특성상 직류 전류로 구동되어야 하므로 AC 전원을 사용할 경우 AC 전원을 DC로 변환해주는 회로가 필요하다. 이러한 AC-DC 변환 회로로는 스위칭 컨버터가 주로 사용되고 있다. 조명기구에 사용되는 AC-DC 컨버터는 IEC 61000-3-2 규정에 따라 정해진 역률(Power factor, PF)과 전고조파 왜곡률(Total harmonic distortion ratio, THD)을 만족해야 한다. 또한 사용자의 필요 또는 에너지 절약을 위해 적절한 디밍 제어가 필요하다. 디밍 제어 방법에는 아날로그와 PWM 방법이 있다[3-5].

LED 구동 회로로 적용되는 AC-DC 컨버터에는 2단 컨버터와 단일단 컨버터가 있다. 2단 컨버터는 역률 보정 회로와 출력을 제어하는 회로로 구성되어 있으며, 역할에 따라 2단으로 나눠져 있기 때문에 각각의 회로를 최적화하기 쉽고 출력의 리플이 작으며 큰 용량의 부하에도 적용할 수 있다. 그러나 2단 컨버터는 소자의 개수가 많아지고 각각의 회로를 제어하는 IC가 필요하기 때문에 제어가 복잡해지며 가격이나 크기, 효율 부분에서 단점이 있다. 보통 역률 보정 회로로 부스트 컨버터를 사용하는데, 경계 전도 모드 부스트 컨버터의 경우 낮은 용량의 부하에서 역률과 전고조파 왜곡률이 좋지 않기 때문에 저용량의 LED 부하에 적용하기 힘들다. 반면에 단일단 컨버터의 경우 소자의 개수와 크기를 줄일 수 있고 가격이 낮으며 제어가 간단하고 효율이 좋다. 또한 시스템의 안전을 위해 절연형 컨버터를 많이 사용하며, 절연형 컨버터 중 불연속 전도모드 또는 경계전도모드의 플라이백 컨버터가 제어가 용이하고 소자의 개수가 적어 100[W] 미만의 LED 조명에 많이 적용되고 있다 [6-9].

이러한 AC-DC 컨버터는 출력의 안정화를 위해 대용량의 커패시터가 필요하다. 사용되는 대용량의 커패시터는 주로 가격이 저렴하고 용량이 큰 전해커패시터를 사용한다. 그러나 이러한 전해 커패시터를 사용한 AC-DC 컨버터를 LED조명에 적용할 경우, 전해 커패시터의 수명이 LED의 수명에 비해 매우 짧아 전체적인 시스템의 수명을 단축시키는 문제를 야기한다[10].

본 논문에서는 단일단 PFC 플라이백 컨버터의 출력단에 사용되는 전해 커패시터를 소용량의 필름 커패시터로 대체하여 전체 시스템의 수명을 연장시키고, 커패시터의 용량이 줄어듦에 따라 발생하는 120[Hz] 성분의 출력 리플을 LC 병렬형 공진 필터를 통해 저감하는 회로를 제안하였다. 또한 제안하는 플라이백 컨버터를 불연속 전도모드로 설계하여 별도의 역률 보정 회로 없이 간단한 제어로 역률 보정이 가능하며, 제어의 기준을 가변하는 아날로그 디밍 제어를 적용하여 스위치 하나로 디밍 기능을 구현하였다. 제안한 컨버터는 모의실험과 시작품 실험을 통해 타당성과 경제성을 검증하였다.

 

2. 단일단 PFC 플라이백 컨버터

그림 1기존의 단일단 PFC 플라이백 컨버터 Fig. 1 Conventional single-stage PFC flyback converter

기존의 단일단 PFC 플라이백 컨버터는 그림 1에 나타나있다. 2단 컨버터에 비해 단일단 컨버터는 입력 전원 주파수의 2배에 해당하는 리플이 출력에 크게 나타나지만 가격과 크기가 감소되고 제어가 용이하다. 플라이백 컨버터는 절연이 가능하면서 다른 컨버터들에 비해 소자의 개수가 적고, 플라이백 변압기가 절연과 동시에 출력 필터 인덕터의 역할을 하여 별도의 필터 인덕터가 필요하지 않아 다양한 분야에 적용되고 있다[11].

단일단 플라이백 컨버터는 주로 경계 전도 모드(Critical conduction mode, CRM)나 불연속 전도 모드(Discontinous conduction mode, DCM)으로 설계하여 별도의 역률 보정회로 없이 간단한 제어로 역률을 보정하는 기능을 구현한다. CRM 플라이백 컨버터의 경우 DCM 플라이백 컨버터에 비해 효율이 높으나 저용량의 부하에서 역률과 THD가 좋지 않으며 출력량을 조절하기 어렵고 가변주파수로 구동되기 때문에 입력 필터를 설계하기 어렵다. 반면에 DCM 플라이백 컨버터의 경우 CRM 플라이백 컨버터에 비해 큰 실효 전류 때문에 효율은 낮으나 역률과 THD가 좋고 출력량을 조절하기 용이하다[4, 11].

그림 2는 DCM 플라이백 컨버터의 이론적인 PFC 파형이다. 입력 교류 전원이 정류기를 통해 전파 정류된 전압으로 DCM 플라이백 컨버터의 입력에 인가된다. 전파 정류된 전압의 주파수는 스위칭 주파수에 비해 매우 느리므로 한 주기 동안 입력 전압은 고정이라고 볼 수 있다. 한 주기동안 스위치에 흐르는 전류의 최대치는 입력 전압의 최대치에 비례하게 된다.

매 주기가 반복될 때 마다 입력 전압의 크기에 따라 스위치에 흐르는 전류의 최대치가 비례하여 가변되고, 입력전류의 최대값은 스위치 전류의 평균값과 같다. 이를 이용하면 수식 (2)와 같게 되고, 수식 (3)과 같이 입력 전류의 평균값은 입력 전압과 비례하게 된다.

위의 식에 의해 입력 전류는 입력 전압의 파형과 동일하게 되어 역률 보정이 가능하다[12].

그림 2불연속 전도 모드 플라이백 컨버터의 이론적인 PFC 파형 Fig. 2 Theoretical PFC wave forms of DCM flyback converter

 

3. 커패시터의 수명 및 용량 비교

기존의 단일단 PFC 플라이백 컨버터는 입력 교류 전원의 전파 정류된 전압이 입력 전압으로 들어오기 때문에 출력의 안정화를 위해서 대용량의 커패시터가 필요하다. 출력 커패시터가 작을 경우 입력 전원의 2배 주파수에 해당하는 리플 성분이 출력에 크게 나타난다. 이러한 대용량 커패시터에는 주로 값이 저렴하고 용량이 큰 전해 커패시터를 사용한다. 그러나 전해 커패시터의 수명은 100,000시간 정도인 LED에 비해 매우 짧아 시스템 전체 수명을 감소시키는 문제가 발생한다[13].

컨버터에 주로 사용되는 커패시터는 전해 커패시터, 폴리에스테르 필름커패시터, 세라믹 커패시터가 있다. 각각의 커패시터의 용량과 수명은 표 1과 같다. 표 1에서 나타낸 수명은 다음의 수명을 계산하는 식을 통해 구하였다[14].

위의 식에서,

LB : 정격 전압과 허용 온도의 최대온도에서의 기대수명

Mv : 커패시터의 정격 전압/실제 커패시터에 인가된 전압

Tm : 허용 온도의 최대 온도

Ta : 사용 시 주변 온도

를 나타낸다. 전해 커패시터와 필름 커패시터의 경우 주변 온도가 10[℃]가 내려가면 수명이 2배가 된다. 그러나 필름 커패시터의 경우 커패시터의 정격에 비해 실제로 인가되는 전압이 낮을수록 수명이 늘어나며, 보통 커패시터의 정격 전압을 실제 인가되는 전압의 1.5배 정도로 선정하기 때문에 같은 온도에서 전해 커패시터보다 필름 커패시터의 수명은 훨씬 길어진다.

표 1커패시터의 수명 및 용량 비교[14] Table 1 The comparison of lifespan and capacity of various capacitors

그림 3다양한 커패시터의 주변온도에 따른 기대 수명 Fig. 3 The life expectancy versus the ambient temperature of various capacitors

LED 조명에 적용된 컨버터의 경우, LED 소자에서의 발열이 크고, 방습·방진 규격을 만족하기 위해 컨버터를 몰딩하기 때문에 다른 부하에 적용되는 경우보다 내부의 온도가 높다. LED 조명을 구동하기 위한 최대 온도 Tm을 105[℃], LB는 3000시간, Mv는 1.4로 계산하여 식 (4-6)을 그래프로 나타내면 그림 3과 같다. LED 부하가 85[℃]에서 구동된다고 하였을 경우, 전해 커패시터는 18,000 시간 이하, 필름 커패시터는 100,000 시간 이상, 세라믹 커패시터는 50,000 시간 이하의 기대 수명을 갖는다. 따라서 LED의 수명과 부합하는 커패시터는 필름 커패시터임을 알 수 있다. 그러나 필름 커패시터로 대체하는 경우, 필름 커패시터는 전해 커패시터에 비해 용량이 작으므로 출력에 리플이 크게 나타나는 문제가 발생한다. 그림 4는 저항 부하의 경우 단일단 플라이백 컨버터에서 출력 커패시터 용량에 따라 출력에 나타나는 리플을 나타낸다.

그림 4출력 커패시터의 용량에 따른 출력 리플 Fig. 4 The output ripples according to the capacity of output capacitors

 

4. 출력 리플 저감을 위한 병렬형 LC 공진 필터

LED를 구동하는 드라이버의 수명을 늘리기 위해 기존의 대용량의 전해 커패시터를 소용량의 필름 커패시터로 교체하면 입력의 2배 주파수에 해당하는 성분이 출력에 크게 나타난다. 이를 해결하기 위해 전원 주파수의 2배 주파수로 공진하는 병렬형 LC 필터를 설계하였다.

그림 5제안하는 병렬형 LC 공진 필터 (a) 이상적인 경우 (b) 실제 경우 Fig. 5 The proposed parallel LC resonant filter (a) Ideal case (b) Actual case

그림 5는 이상적인 LC 필터의 경우와 LC 필터의 인덕터에 손실 저항 성분이 있는 경우의 등가회로를 나타낸다. 커패시터에 있는 기생 저항 성분은 필터의 특성에 미치는 영향이 작기 때문에 생략하면, 이상적인 경우와 실제 손실을 고려한 경우 필터의 전달함수는 식 (7), (8)과 같다. 이때 LED는 등가 저항으로 대체하여 구하였다.

그림 6LC 공진 필터 인덕터의 저항 성분에 따른 필터 감쇄율 Fig. 6 The damping ratio of the parallel LC resonant filter according to the resistance of filter inductor

이상적인 경우와 실제적인 경우 필터의 전달함수를 보데선도로 그리면 그림 6과 같다. 필터는 전원 주파수가 60[Hz]인 경우로, 공진주파수를 120[Hz]로 설계하였다. 이상적인 경우에 비해 인덕터의 손실 저항을 고려하는 경우 감쇠율이 급격히 줄어드는 것을 확인할 수 있다. 감쇠율이 작아질수록 출력의 리플은 크게 나타나므로 출력의 안정화를 위해 필터를 설계할 경우 손실 저항을 최소한으로 줄이는 것이 중요하다. 인덕터의 기생 저항을 최소화하기 위해, 그림 7의 결과를 통해 상용화된 단일 커패시터 중 단위 면적과 체적대비 가장 에너지 밀도가 높은 110[μF]로 선정하였으며, 인덕터는 16[mH], 인덕터 저항 성분은 0.4[Ω]으로 설계하였다.

그림 7커패시터의 단위 체적 및 용량에 대한 에너지 밀도 Fig. 7 The capacitor energy density per unit area and volume

 

5. 제안한 디밍이 가능한 고수명 단일단 DCM PFC 플라이백 컨버터

제안하는 회로는 60[W]급 단일단 DCM PFC 플라이백 컨버터로 출력 커패시터를 기존의 대용량 전해 커패시터에서 소용량의 필름 커패시터로 대체하여 수명의 신뢰성을 향상시키고, 감소된 커패시터의 용량으로 인해 발생하는 120[Hz] 성분의 리플을 병렬형 LC 공진 필터를 통해 저감시켜 출력을 안정화시켰다. 그림 8은 제안하는 회로와 제어 블록도를 나타낸다.

그림 8제안하는 단일단 DCM PFC 플라이백 컨버터 Fig. 8 The proposed single-stage DCM PFC flyback converter

기존의 디밍 제어는 LED 부하에 직렬로 연결된 MOSFET을 PWM으로 제어하여 디밍하는 방법과 제어 루프의 기준값을 가변하는 아날로그 디밍이 있다. PWM 방법은 일정한 LED 전류를 듀티비에 따라 전달함으로서 밝기에 따라 조명의 색온도가 바뀌지 않으며 스위칭은 매우 빠른 주파수로 하기 때문에 스위칭으로 인한 깜빡임 현상은 사용자가 느끼지 못한다. PWM 디밍 방법은 주로 디스플레이 분야에 적용된다. 제어 루프의 기준값을 가변하는 아날로그 디밍은 LED에 흐르는 전류값이 바뀌기 때문에 밝기에 따라 색온도가 바뀐다. 그러나 이 방법은 경제적이고 구현하기 쉽기 때문에 주로 일반 조명에 적용된다[15].

제안하는 플라이백 컨버터는 가로등용 조명을 타켓으로 하여 일반 조명에 주로 적용되는 아날로그 디밍 방법을 적용하였다. 디밍을 위해 소자를 추가하지 않고 스위치 하나로 출력 전류 제어와 디밍이 가능한 경제적이고 구현하기 용이한 시스템을 설계하였다.

그림 9LED 모듈의 회로도[16] Fig. 9 The topology of the LED lighting

부하는 정격 전압 57[V], 정격 전류 1.35[A]의 가로등용 LED 모듈을 사용하였으며, 그림 9와 같이 모듈은 총 3개의 채널로 구성되어 있다. 1개의 채널은 3개의 LED 라인이 병렬 연결되어 있으며, 1개의 LED 라인은 LED 6개가 직렬로 연결된 구조로 구성되어 있다[16].

LED 등가 회로를 나타내면 그림 10과 같다. LED에 인가되는 전압 VLED는 LED의 문턱전압인 Vγi와 동작저항 RDi, 흐르는 전류 ILED로 구할 수 있다[17].

그림 10LED 등가 회로[17] Fig. 10 The equivalent circuit of an LED

LED 모듈의 전압-전류 특성 곡선은 그림 11에 나타내었다. 정상상태 동작점이 1.2[A]일 경우 동작저항 RDi=2.82[Ω], 문턱전압 Vγi=49.43[V]이며 출력 전압 VLED=52.8[V]이다.

그림 11LED 모듈의 전압-전류 특성 곡선 Fig. 11 The curve of voltage versus current of the LED module

 

6. 제안한 컨버터의 시뮬레이션 결과

모의실험은 시뮬레이션 툴인 Powersim을 사용하여 진행하였다. 그림 10에서 나타낸 등가 회로를 통해 부하를 모델링하여 시뮬레이션 하였으며 시스템 파라미터는 표 2와 같이 설계하였다.

표 2시스템 파라미터 Table 2 System Parameters

그림 12기존의 단일단 플라이백 컨버터에 대용량의 전해 커패시터를 적용한 경우 출력 전류 시뮬레이션 파형 Fig. 12 The simulation waveform of the output current of the conventional single-stage flyback converter with the large capacitive electrolytic capacitor

그림 13기존의 단일단 플라이백 컨버터의 출력 커패시터를 필름 커패시터로 교체한 경우 출력 전류 시뮬레이션 파형 Fig. 13 The simulation waveform of the output current of the conventional single-stage flyback converter with the small capacitive polyester film capacitor

단일단 컨버터의 경우 출력의 리플이 2단 컨버터에 비해 크게 나타나기 때문에 출력의 안정화를 위해 매우 큰 용량의 전해커패시터가 필요하다. 그림 12는 기존의 단일단 플라이백 컨버터에 출력 커패시터에 4110[μF]를 적용한 출력 전류 파형으로, 평균 전류 1.2[A]에 진폭이 0.3[A]로 리플률 25[%]로 나타났다.

그림 13은 기존의 단일단 플라이백 컨버터의 출력 커패시터를 소용량의 110[μF] 필름 커패시터로 대체하고 필터를 적용하지 않은 경우 출력 전류 파형이다. 필름 커패시터로 대체하여 수명은 증가시킬 수 있으나 진폭이 2.03[A]로 120[Hz] 성분의 리플이 크게 나타난다.

그림 14 및 15는 단일단 플라이백 컨버터의 출력 커패시터를 필름 커패시터로 대체하고 병렬형 LC 필터를 적용한 컨버터의 전부하일 때 입력 전압, 입력 전류, 출력 전류의 시뮬레이션 파형이다. 입력 전류 파형은 입력 전압과의 비교를 위해 200배 한 파형이다. PF는 99.8[%], THD는 6[%]로 역률 보정이 되는 것을 확인할 수 있으며, 출력 전류는 평균 전류 1.2[A]에 리플률은 19.4[%]이다. LED에 흐르는 전류는 리플의 주파수가 70[Hz]보다 크고 평균 전류가 1.2[A]일 때 리플률이 37.5[%] 미만이면 사용자가 사용하는데 불편함이 없기 때문에 위의 결과는 LED 조명의 출력으로 안정적임을 확인할 수 있다[18].

그림 14병렬형 LC 공진 필터를 적용한 제안한 컨버터의 전부하에서의 입력전압, 전류 시뮬레이션 파형 Fig. 14 The simulation waveforms of the input voltage, current of the proposed converter with parallel LC resonant filter under the full load

그림 15병렬형 LC 공진 필터를 적용한 제안한 컨버터의 전부하에서의 출력 전류 시뮬레이션 파형 Fig. 15 The simulation waveform of the output current of the proposed converter with parallel LC resonant filter under the full load

그림 16 및 17은 제안된 컨버터의 부하율이 50[%]일 경우 입력 전압, 입력 전류, 출력 전류의 시뮬레이션 파형이다. 입력 전류 파형은 입력 전압과의 비교를 위해 200배 한 파형이다. 시뮬레이션 결과 PF는 99.7[%], THD는 6[%]로 역률 보정이 되는 것을 확인할 수 있다. 출력 전류는 평균 전류 633[mA]에 리플률은 18.2[%]로 아날로그 디밍 제어로디밍이 되는 것을 확인 할 수 있다.

그림 16병렬형 LC 공진 필터를 적용한 제안한 컨버터의 부하율 50%에서의 입력전압, 전류 시뮬레이션 파형 Fig. 16 The simulation waveforms of the input voltage, current of the proposed converter with parallel LC resonant filter under the half load

그림 17병렬형 LC 공진 필터를 적용한 제안한 컨버터의 부하율 50%에서의 출력 전류 시뮬레이션 파형 Fig. 17 The simulation waveform of the output current of the proposed converter with parallel LC resonant filter under the half load

 

7. 제안한 컨버터의 실험 결과

제안한 회로를 검증하기 위해 60[W] 급 단일단 DCM PFC 플라이백 컨버터 및 병렬형 LC 공진 필터의 시작품을 제작하였다. PI 보상기에 극을 하나 추가한 Type 2 보상기를 통해 정전류 제어 및 디밍 제어를 구현하였다. 그림 18은 제안한 컨버터 및 필터의 시작품 사진이며, 그림 19는 사용한 LED 조명 모듈을 테스트한 사진이다.

그림 18제안한 컨버터의 시작품 Fig. 18 The prototype of the proposed converter

그림 19LED 조명 모듈 Fig. 19 The LED lighting module

그림 20은 출력단의 커패시터를 110[μF]의 소용량 필름 커패시터로 대체하고 병렬형 LC 공진 필터를 적용하지 않은 경우의 LED 출력 전류 파형이다. 평균 전류 619[mA]에 진폭 1.12[A], 리플률 180[%]로 출력 전류에 120[Hz] 성분의 리플이 크게 나타남을 알 수 있다.

그림 20병렬형 LC 공진 필터를 적용하지 않은 경우 출력 전류 파형(200mA/div) Fig. 20 The experimental waveform of the output current without parallel LC resonant filter(200mA/div)

그림 21 및 22는 제안한 컨버터에 병렬형 LC 공진 필터를 적용한 경우 전부하에서의 LED 출력 전류 파형이다. 입력의 PF는 99.7[%]로 역률 보정이 되고 있으며, 출력 전류는 평균 1.2[A]에 진폭 0.24[A], 리플률 20.4[%]로 안정적인 동작을 하는 것을 확인할 수 있다.

그림 21병렬형 LC 공진 필터를 적용한 경우 전부하에서 입력 전류, 입력 전압 실험 파형(vin=220[Vrms], CH1 : 입력 전류 iin(500mA/div), CH3 : 입력 전압 vin(100V/div)) Fig. 21 The experimental waveform of the input current, the input voltage with parallel LC resonant filter under the full load(vin=220[Vrms], CH1 : Input current iin(500mA/div), CH3 : Input voltage vin(100V/div))

그림 22병렬형 LC 공진 필터를 적용한 경우 전부하에서 출력 전류 실험 파형(vin=220[Vrms], CH2 : 출력 전류 iLED(200mA/div)) Fig. 22 The experimental waveform of the output current with parallel LC resonant filter under the full load(vin=220[Vrms], CH2 : Output current iLED(200mA/div))

그림 23은 기존의 단일단 플라이백 컨버터의 출력 전류 파형이다. 전부하에서 병렬형 LC 공진 필터를 적용한 경우와 같은 출력 특성을 위해 4110[μF]의 전해 커패시터를 출력단에 사용하였으며 출력 리플률은 20.3%로 나타났다. 전해 커패시터 대신 필름 커패시터와 병렬형 LC 필터를 적용하면 대용량의 전해 커패시터를 사용하는 경우와 출력 성능은 같으면서 수명을 연장할 수 있음을 확인하였다.

그림 23기존의 대용량 전해커패시터를 사용한 컨버터의 출력 전류 실험 파형 (vin=220[Vrms], CH2 : 출력 전류 iLED(200mA/div)) Fig. 23 The experimental waveform of the output current of the conventional converter with large capacitive electrolytic capacitor (vin=220[Vrms], CH2 : Output current iLED(200mA/div))

그림 24 및 25는 제안한 컨버터에 병렬형 LC 공진 필터를 적용한 경우 부하율 50%에서의 LED 출력 전류 파형이다. 입력의 PF는 99.4[%]로 역률 보정이 되고 있으며, 출력 전류는 평균 0.6[A]에 진폭 0.13[A], 리플률 22.8[%]로 안정적으로 디밍 동작을 하는 것을 확인할 수 있다.

그림 24병렬형 LC 공진 필터를 적용한 경우 부하율 50%에서 입력 전류, 입력 전압 실험 파형(vin=220[Vrms], CH1 : 입력 전류 iin(200mA/div), CH3 : 입력 전압 vin(100V/div)) Fig. 24 The experimental waveforms of the input current, the input voltage with parallel LC resonant filter under the half load(vin=220[Vrms], CH1 : Input current iin(200mA/div), CH3 : Input voltage vin(100V/div))

그림 25병렬형 LC 공진 필터를 적용한 경우 부하율 50%에서 출력 전류 실험 파형(vin=220[Vrms], CH2 : 출력 전류 iLED(100mA/div)) Fig. 25 The experimental waveform of the output current with parallel LC resonant filter under the half load (vin=220[Vrms], CH2 : Output current iLED(100mA/div))

그림 26제안한 컨버터의 디밍에 따른 리플률 역률, 효율 Fig. 26 The ripple rate, power factor and efficiency of the proposed converter as dimming ratio

제안한 컨버터의 디밍에 따른 리플률 및 역률, 효율을 그림 26에 나타나있다. 역률은 전체 디밍 범위 내에서 99% 이상으로 입력 전압과 역률이 거의 동일함을 나타내고 있다. 리플률은 평균 21%로 전체 디밍 범위에서 안정적으로 동작하고 있으며, 효율은 전부하에서 82.3[%], 최소 부하율에서 76.5[%]으로 평균 81[%]의 효율을 나타내고 있다.

그림 27은 디밍에 따른 입력 전류를 국제 규격인 IEC61000-3-2의 Class C와 비교한 그래프이다. 고조파 성분은 IEC 규격을 모두 만족하였다.

그림 27제안한 컨버터의 디밍에 따른 입력 전류의 고조파 분석 그래프 Fig. 27 The harmonics spectrum of the input current of the proposed converter as dimming ratio

 

8. 결 론

본 논문에서는 기존의 대용량의 전해 커패시터를 소용량의 필름 커패시터로 대체하여 수명을 연장시키고, 병렬형 LC 필터를 적용하여 안정한 출력을 구현한 단일단 플라이백 컨버터를 제안하였다. 제안한 컨버터는 모의실험과 시작품 실험을 통해 타당성을 검증하였다. 별도의 역률 보정회로 없이 불연속 모드로 설계하여 간단한 제어로 역률을 보정하였으며, 디밍 범위 내에서 99%이상의 역률을 나타내었다. 디밍 제어 또한 아날로그 디밍 제어를 적용하여 별도의 스위치 없이 스위치 하나로 구현하여 경제적인 시스템임을 증명하였다. 디밍 범위 내에서 고조파는 IEC61000-3-2의 Class C 기준을 모두 만족하였다.